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本系列的上一篇文章介绍了如何为降压开关稳压器选择电感器值。本周，我们将仔细研究开关模式转换器中的电感器电流，并考虑增加或减少电路电感的潜在好处。
图 1.具有电感值的降压转换器功率级仿真原理图。
让我们刷新一下。上次我们用这两张图来结束：在 LTspice 中实现的降压转换器的原理图（图 1）；以及输出电压和电感电流的仿真结果（图 2），其中包含恒定的 70 mA 负载电流作为参考。
图 2.降压转换器输出电压（顶部，红色）、电感器电流（底部，绿色）和负载电流（底部，橙色）。
输出电压和 PWM 占空比
解决这个问题后，我们来考虑一下 V OUT。我们的预期输出电压为 3.3 V，模拟电路的 V OUT为 3.26 V。占空比计算中所需的效率项是一个较小误差的该项通过开关的占空比直接影响电路行为- 控制波形，并且 90% 的假设值并不在所有情况下都是准确的。
无论如何，我并不真正关心为什么模拟输出电压是 3.26 V 而不是 3.3 V。正如我在有关开关模式调节的文章中所解释的那样，开关调节器无法通过预定占空比来实现调节。它们通过闭环控制实现调节，其中反馈和可调节占空比允许调节器锁定所需的输出电压。
还请记住，上一篇文章中使用的占空比公式实际上是占空比的公式：
Dmax=VOUTVIN×效率Dmax=VOUTVIN×效率
这个公式告诉我们，从 24 V 产生 3.3 V 电压时，我们永远不需要超过约 15% 的占空比。但是，在某些操作条件下，我们需要低于约 15 %的占空比：例如，如果我保持输入如果电压相同并将负载电流从 70 mA 降低至 5 mA，我需要大约 9% 的占空比才能生成 3.3 V 输出。
分析电感电流
我们的设计目标是电感纹波电流为 30%，这意味着和电感电流应为 80.5 mA 和 59.5 mA：
egin{array}\ I_{L,max}=70 mA+(0.15 imes70 mA)= 80.5 mA \ I_{L,min}=70 mA-(0.15 imes70 mA)=59.5 mA end{数组}
正如您从光标信息框（图 3）中看到的，我们已经非常接近了：
图 3.和电感纹波电流值。
虽然我们使用 30% 纹波电流作为目标，但更一般的指导方针是在 20% 到 40% 之间。基于此，我们完全在可接受的范围内——我们有一个适当的电感值，如果认为有必要，这是一个很好的优化起点。
我还想评论一下当前波形的形状。这是一种不平衡的三角波，如果您搜索开关调节器电感器电流的图像，您会看到典型的波形。如果我们叠加开关控制波形（图 4），我们会立即看到导致此特性的原因：
图 4.叠加在开关调节器电感器电流波形上的开关控制波形。
正如红色轨迹所示，我们的占空比远低于 50%；因此，开启时间明显短于关闭时间。然而，电感器电流在周期的两个部分中覆盖相同的垂直距离，因此高于或低于 50% 的占空比会导致波形不平衡。
微调电感值
我们使用了一个基本公式来得出合理的电感值，但是我们应该从哪里开始呢？如果我们对 90 μH 提供的性能感到满意，我们可以称其良好并继续进行下一个设计任务。但通常情况下，还有改进的空间。
较高电感值的好处
较高电感值的优点之一是减少输出纹波：电感器电流纹波与电感成反比，如果电路中没有其他任何改变，则更大的电感器纹波会导致更大的输出纹波。
下图（图 5 和图 6）显示了原始电路 (L = 90 μH) 和 L = 30 μH 的修改电路的ΔI L和 ΔV OUT ；为了便于直观比较，两个轴的配置是相同的。
图 5. L = 90 μH 时电感器电流和输出电压的纹波幅度。
图 6. L = 30 μH 时电感器电流和输出电压的纹波幅度。
即使您并不特别关心 V OUT纹波，高电感器电流纹波仍然可能是不利的。它可能导致：
• 增加了有问题的 EMI 的产生。
• 由于流过电感器、开关和二极管的 RMS 电流较高，损耗较高，因此效率较低。
• 更容易进入不连续传导模式 (DCM)。
我们还没有讨论过 DCM。简而言之，当轻负载条件导致电感器电流在开关周期的一部分期间达到零时，就会发生 DCM。DCM 不受欢迎的程度，或者是否根本不受欢迎，取决于应用和转换器设计的其他方面。
较低电感值的好处
考虑到所有这些，为什么我们决定使用较低的电感值？
首先，我们期望低值电感器或电容器能带来非电气方面的好处：更小、更便宜的元件。此外，较低的电感（与较低的电容一样）可改善瞬态响应，这意味着转换器可以更快地适应输入电压和负载电流的变化。
下一步：选择电容器
关于开关稳压器的电感器选择主题，我们可能还有很多话要说，但我认为我们已经涵盖了重要的原则：如何读取和分析电感器电流值，以及高于或低于电感值的好处我们初的公式中的那个。在下一篇文章中，我们将探讨电容器的选择。
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